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产品类别:FRV无触点稳压器

产品名称:新型EPWM斩波器式交流稳压电源的原理分析

产品详情

  输入电源的稳压精度恳求越来越高。然则,因为电力供求冲突的存正在,市电电网电压的震荡较大,不行餍足高精细负载的恳求,需求正在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范畴的。

  时势有良众种,目前使用较众的三相柱式互换稳压器,因为用的是刻板传动和碳刷触点实行调理,所以存正在劳动寿命短、牢靠性差、动态相应慢等舛误。正正在被一种无触点众赔偿变压器式互换稳压电源所代替。

  “赔偿”的观念有补足和抵消两种有趣。所谓众赔偿变压器式互换稳压电源,便是用众个(寻常是2~4个)赔偿变压器,将其次级串入主电道中,通过由双向晶闸管或固态继电器构成的“众全桥”变换电道,采用有拔取的切换或通过切换串入赔偿变压器的个数实行有级赔偿,来抵达稳压宗旨。因为没有刻板传动和碳刷,所以普及了寿命与动态响应速率,使互换稳压电源的整个功能大大普及。但也存正在着极少舛误,诸如只可有级调压,调理精度不高,利用的赔偿变压器及操纵开合较众,电道相对杂乱等。本文取其益处、避其舛误,提出了用等脉宽调制(EPWMequal-pulse width modulation)高频斩波器实行赔偿的互换稳压电源以供参考。它是作家一经研制和楬橥过的“PWM斩波器式互换稳压电源”的一种更正变形电道(参睹电源宇宙2002年第1期及电源本领使用2002年第3期),比原电道更轻易,也更合理极少。

  EPWM斩波式互换稳压电源的简化道理电道如图1所示。它是由主电道和操纵电道两一面构成的。主电道是由EPWM桥式斩波器V1~V4及其输出变压器Tr、直流整流电源VD1~VD4和输出互换滤波器LF、CF构成。桥式斩波器通过其输出变压器Tr的次级串联正在市电电源与负载之间,以便对市电电压的震荡实行正、负赔偿。智能无触点稳压器桥式斩波器输出电压中的谐波,由滤波器LFCF来滤除。桥式斩波器所需的直流电源,由取自稳压电源输出端的市电电源,通过整流器VD1~VD4来提供。这里该当指出的是,EPWM桥式斩波器V1~V4并不是劳动正在逆变器状况,而是劳动正在桥式斩波器状况。这是由它的EPWM劳动体例、直流电源电压波形和直流电容Cd值的巨细及其效力来划分的。如图2所示,桥式斩波器的直流电压,不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的滑腻直流电压,而是已经为单相桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波效力,而只是为了缔造一个续畅通道而设立的。看待感性负载,正在一个斩波开合周期内续流的能量是很小的(因为斩波频率较高),于是Cd的值也很小,Cd的充放电速率很速,不会影响整流电压的上升或低重速率,使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相似。也便是说,因为电容Cd的值很小,它只答允续流电畅通过,不再具有直流滤波效力,是以对整流波形不形成影响。这就解释桥式斩波器是劳动正在EPWM斩波状况,而不是劳动正在逆变状况。

  斩波式互换稳压电源的操纵电道,是由市电输入电压整流检测电道、较量电道、EPWM电道和桥式斩波器开合V1~V4劳动状况的切换和触发电道构成。正在市电电压整流检测电道中,参预对滤波电感LF上的电压检测,是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度的影响。

  EPWM斩波器式互换稳压电源劳动道理如图1所示。当市电电压震荡时,通过对市电输入电压us及滤波电感LF上电压的整流检测电道,取得电压信号US.L,FRV无触点稳压器将US,L与基准参考电压Ur实行较量,取得偏差电压U。当US,LUr时(市电电压上震荡)得动+U,+U使EPWM调制器中的较量器U2不行劳动,只可使较量器U1劳动,+U通过与三角波uc正在U1中实行较量,正在+U大于三角波的一面形成出EPWM脉冲信号,此信号通过“状况切换触发电道”对桥式斩波器中的开合管V1~V4实行操纵,正在其输出变压器Tr次级形成负赔偿电压-uco,使负载电压UL=US-Uco=Ur;当US,LUr时(市电电压下震荡)取得-U,-U使EPWM调制器中的较量器U1不行劳动,只可使较量器U2劳动,-U通过反相器与三角波uc正在U2中实行较量,正在U大于三角波一面形成出EPWM脉冲信号,此信号通过“状况切换触发电道”对桥式斩波器中的开合管V1~V4实行操纵,正在其输出变压器Tr次级形成正赔偿电压+uco,使负载电压UL=US+Uco=Ur。

  对市电电压的正、负赔偿,是通过状况切换触发电道,切换桥式斩波器中开合管V1~V4的劳动循序来告终的。借使对应于市电的正半周让V1及V4导通,对应于市电的负半周让V2及V3导通,是对市电电压实行正赔偿,如图2中的虚线道途所示。对应于市电正半周让V2及V3导通,对应于市电负半周V1及V4导通,便是对市电电压实行负赔偿,如图2中点划线道途所示。

  采用图2所示主电道对市电电压震荡实行赔偿的症结有两点:一是EPWM;二是电容Cd的值要小到不影响整流电压ucd的改变,尽管Cd小到不再具有直流滤波效力。

  图1所示互换稳压电道的EPWM,与正弦斩波电压的天生如图3所示。个中图3(a)为整流器VD1~VD4的互换输入电压波形,图3(b)为直流电容Cd上的电压波形,图3(c)为EPWM,图3(d)为EPWM形成的桥式斩波器中开合管V1~V4的触发脉冲波形,图3(e)即为EPWM正弦斩波电压波形,图3(f)为Tr低级赔偿电压波形。

  EPWM是由P.D.Parkh,S.R.Paradla于1983年起首提出来的。其道理是采用用直流时势流露的偏差电压U与三角波电压uc实行较量如图3(c)所示,正在直流偏差电压U大于三角波电压的一面形成出等脉宽调制脉冲,如图3(d)所示。用图3(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开合管V1~V4,就可能正在桥式斩波器的两桥臂中点a和b之间形成出EPWM正弦斩波电压波形,如图3(e)所示。经由滤波器LFCF滤波后,就可能正在变压器Tr低级取得正弦赔偿电压uab1,如图3(f)所示。uab1正在Tr次级形成赔偿电压uco。当对市电电压实行正赔偿时,赔偿电压uco与市电电压相位相似;当对市电电压实行负赔偿时,赔偿电压uco与市电电压相位相反。图3是针对正赔偿情形画出来的,对负赔偿也可能画出相应的波形图。

  看待图3(e)所示的EPWM正弦斩波电压波形,为了使此波形具有半波奇对称,和四分之一波偶对称,以消弭其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波,使载波比N=fc/f=4k,即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比M=t/T=U/Ucm,t为脉冲宽度,T=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值,如图3(e)所示。可知,M=t/T便是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D,即M=t/T=D。无触点稳压器

  当调制电平为U时,可求出触发脉冲肇端点ti和终止点ti+1的方程式。

  由图3(e)可能看出,EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称,是以,正在它的傅里叶级数中将不包罗余弦项和正弦项中的偶次谐波,只包罗正弦项中的奇次谐波,即

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